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一种基于逐次逼近的压阻式加速度计低功耗CMOS接口-【CMOS逻辑电路】
发布时间:2024-02-09 01:01:00 来源:江南官方体育APP下载 作者:江南app官方网站

  压电电阻的变化,并使用一个简单的一阶delta-sigma调制器将产生的输入电流转换为输出数字位流。

  仿真结果表明,该电路在单电源3.3 V运行的情况下,可以达到60 dB的信噪比,非线%。该电路适用于单片机CMOS。

  它通过二阶逐次逼近校准传感器的零点偏移。整个电路由放大器、累加器、比较器、双向可逆计数器、锁存器、启动控制逻辑和D/A开关组成。当电路处于初始状态时,输入差分信号,放大的零漂移电压与D/A开关的输出校正电压输入到累加器。因为D/A开关在这里作为反馈网络,其输出极性与仪表放大器的输出极性相反,将二者相加可以消除零点漂移。

  双向计数器根据比较器的输出结果进行加减运算。从而相应地增加或减少双向计数器的八位数输出转换而来的电压。通过重复上述过程,累加器的输出电压将逐渐接近电路的中心电压。然后启动控制逻辑单元,使锁存器保持当前数字信号,完成零点漂移校正。

  电路启动后,八位双向可逆计数器处于原始状态,输出为00000000。这个输出被发送到D/A开关后的锁存器。D/A开关VREF的参考电压为1.65 V。仪表放大器和D/A开关的输出电压相减。得到的值与电路的中心电压同时输入比较器进行比较。

  如果输出电压较大,比较器输出为1,双向计数器为减法模式,输出为11111110;如果中心电压较大,比较器的输出为0,双向计数器为加法模式,输出为00000001;计数器的数字输出在锁存器后发送到D/A开关。如果累加器的输出电压高于中心电压,计数器再减1,输出11111101;否则输出00000010。通过反复使用这种方法,逐步达到消除零点漂移的目的。

  如果将8位D/A转换器输出作为反馈输出,其最大输出范围为0.5 ~ 1.5 VREF,则检测信号增益为25,仪表放大器最大输出偏移量为1 V,则D/A转换器输出反馈增益应大于30.3。假设D/A变换器输出反馈增益为30.3,理论校正精度为215 mV。为了实现系统的增益和最佳的校正效果,需要对一次电路进行校正和放大,因此需要设计第二阶段的偏移校正电路。

  第二阶偏置校正电路与第一阶电路拓扑相同,使用10位D/ a转换器和计数器。假设加法器的检测信号增益与第一阶输出偏移210 mV,则第二阶D/A转换器反馈增益应大于2.6。假设反馈增益为2.66,理论上的零偏移校正精度可以达到4.3 mV。

  假设仪表放大器增益为2,工作电压为3.3 V,一级电路增益为25,二级电路增益为10,输入偏置为500 mV。压阻式微加速度计接口电路的瞬态仿真结果如下图所示。

  可以看出,仪表放大器输出电压为0.65091 V,零偏移量为0.99909 V。通过第一阶段偏移校正电路,偏移量从500mv下降到143.5 mV。通过第二电路的偏移量减小1.9 mV,实现了传感器的零偏移校正。

  仿真得到的校正精度与理论计算结果不完全一致。其原因是D/A转换器的微分非线,小于DNL/LSB = 0.704,仿真结果满足设计要求。

  运算放大器在系统性能中起着重要的作用。由于电桥结构传感器的放大幅度较大,对放大器的噪声限制好、低偏置电压是理想的。为了保证系统的线性,运算放大器必须有足够高的增益。此外,还需要考虑集成系统的总功耗。带电容

  运算放大器的仿真结果表明,当负载电容是10 pF时,开环增益是120分贝,单位增益带宽为1.699 MHz,补偿电压是0.3 mV,回转率是1.625 V /μs。

  电路在运行过程中逐渐接近系统零点,对零点偏移量进行校正。接近零后,输出波形以方波抖动作为计数器的最低频率,最大值与最大值为比较器偏置电压的两倍。为了降低系统的功耗,在完全完成逐次逼近后,关闭仅用于重置系统的比较器、计数器和D/A开关。启动控制逻辑器后,电容C1开始充电。当延迟结束时,电压电平反转。对施密特触发器进行防震处理后,输出控制级Vcrl。控制电平翻转后,电路触发锁存器锁存输出,切断计数器和比较器的电源,降低系统的功耗。

  8位D/A转换器的仿真结果如下图所示。输出范围为0.8467~2.4752 V,对应最小比特数的电压变化为LSB = VREF/2N = 1.65/256 = 6.4453 mV,微分非线 LSB, DNL = 0.252 LSB。DNL是D/A变换器中理想值与最大值之间的输出电平差,影响校正精度。

  开环瞬态响应和100 pF负载电容比较器的幅频特性如图12 所示。比较器年代传播延迟是358 ns,转换速度是+ 3.6 V /μs和5.15 V /μs,补偿电压约为15μV,开环增益为88.793 dB,其准确性为:

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