稳压器的100A以上不等。为目标应用选择合适的解决方案并满足指定的性能要求至关重要，如高效率、紧密印刷电路板()空间、准确的输出电压调节、快速瞬态响应、低解决方案成本等。对于许多可能没有强大电源技术背景的系统设计者来说，

　　电源转换器从给定输入电源为负载生成输出电压和电流。它需要在稳态和瞬态条件下满足负载电压或电流调节要求。还必须在组件出现故障时保护负载和系统。根据具体应用，设计人员可选择线性稳压器(LR)或开关模式电源(SMPS)解决方案。为了更好地选择解决方案，设计人员必须熟悉各种方法的优点、缺点和设计考虑因素。

　　我们先来举个简单的例子。在嵌入式系统中，前端电源提供一个12V总线供电轨。而在系统板上，运算放大器需要3.3V供电电压。产生3.3V电压简单的方式是对12V总线使用电阻分压器，如图1所示。效果好吗？答案通常是否定的。在不同的工作条件下，运算放大器的VCC引脚电流可能有所不同。 如果使用固定电阻分压器，ICVCC电压会随着负载的不同而不同。而且，12V总线输入可能调节不佳。同一系统中可能有多个其他负载共用12V供电轨。由于总线V总线电压随总线负载条件而变化。因此，电阻分压器无法向运算放大器提供经过调节的3.3V电压，来确保正常运行。因此，需要专用电压调节环路。如图2所示，反馈环路需要调节顶部电阻R1值，以便在VCC上动态调节3.3V。

　　使用线性稳压器可实现这种可变电阻，如图3所示。线性稳压器以线性模式操作双极性或场效应功率晶体管(FET)。因此，晶体管作为可变电阻与输出负载串联。为建立反馈环路，从概念上讲，误差放大器通过采样电阻网络RA和RB检测直流输出电压，然后将反馈电压VFB与基准电压VREF进行比较。误差放大器输出电压通过电流放大器驱动串联功率晶体管的基极。当输入VBUS电压减小或负载电流增大时，VCC输出电压下降。反馈电压VFB也下降。因此，反馈误差放大器和电流放大器产生更多的电流馈入晶体管Q1的基极。这就减少了压降VCE，而恢复VCC输出电压，使VFB等于VREF。而另一方面，如果VCC输出电压增加，负反馈电路也会增加VCE，确保精确调节3.3V输出。总而言之，VO的任何变化都会被线性稳压器晶体管的VCE电压吸收。因此，输出电压VCC始终保持恒定，并得到良好的调节。

　　很长一段时间以来，线性稳压器一直广泛应用于工业领域。在开关模式电源自20世纪60年代问世普及之前，线性稳压器始终是电源行业的基础元件。即便是今天，线性稳压器仍然广泛应用于各种应用领域。

　　除了使用简单，线性稳压器还具有其他性能优势。电源管理供应商开发了许多集成式线性稳压器。典型的集成式线性稳压器仅需VIN、VOUT、FB和可选GND引脚。图4显示了20多年前开发的典型3引脚线个反馈电阻即可设置输出电压。几乎任何电气工程师都可以使用这些简单的线性稳压器来设计电源。

　　使用线性稳压器的一个主要缺点是其串联晶体管Q1在线性模式下工作的功耗过高。如前所述，线性稳压器晶体管从概念上讲是一个可变电阻。由于负载电流都必须通过串联晶体管，其功耗为PLoss = (VIN – VO) • IO。在这种情况下，线性稳压器的效率可通过以下公式快速估算：

　　因此，在图1的示例中，当输入为12V，输出为3.3V时，线%的输入功率被浪费，并在稳压器中产生热量。这意味着，晶体管必须具有散热能力，以便在最大VIN和满负载的最坏情况下处理功耗和散热问题。因此，线性稳压器及其散热器的尺寸可能很大，特别是当VO比VIN小很多时。图5显示线性稳压器的最大效率与VO/VIN比率成正比。

　　另一方面，如果VO接近VIN，则线性稳压器的效率很高。但是，线性稳压器(LR)还有一个限制，即VIN和VO之间的最小电压差。LR中的晶体管必须在线性模式下工作。因此，双极性晶体管的集电极到发射极或FET的漏极到源极之间需要一定程度的最小压降。如果VO太接近VIN，LR可能就无法调节输出电压。能够以低裕量(VIN – VO)工作的线性稳压器称为低压差稳压器(

　　转换。在需要VO电压比VIN电压高，或需要从正VIN电压获得负VO电压的应用中，线性稳压器显然不起作用。均流线]

　　对于需要更多功率的应用，必须将稳压器单独安装在散热器上以便散热。在全表面贴装系统中，这种做法不可行，因此功耗限制（例如1W）会限制输出电流。遗憾的是，要直接并联线性稳压器来分散产生的热量并不容易。

　　替换图3所示的基准电压，能够直接并联线性稳压器以分散电流负载，由此分散IC上消散的热量。这样就能够在高输出电流、全表面贴装应用中使用线性稳压器，在这些应用中，电路板上的任何一个点都只能消散有限的热量。LT3080是首个可调线性稳压器，可并联使用以增加电流。如图6所示，其精密零TC 10µA内部电流源连接到运算放大器的非反相输入。通过使用外部单电压设置电阻

　　图7显示了并联LT3080实现均流有多简单。只需将LT3080的SET引脚连接在一起，两个稳压器的基准电压就相同。由于运算放大器经过精密调整，调整引脚和输出之间的失调电压小于2mV。在这种情况下，只需10mΩ镇流电阻（小型外部电阻和PCB走线电阻之和）即可平衡负载电流，且均流超过80%。还需要更多功率？并联5到10个设备也是合理的。

　　线性稳压器或LDO解决方案简单易用，特别适用于热应力不太重要的具有低输出电流的低功耗应用。无需使用外部电源电感。

　　对于噪声敏感型应用，如通信射频器件，尽可能减少电源噪声很重要。线性稳压器的输出电压纹波很低，因为不会频繁开关元件，但带宽很高。因此，几乎没有EMI问题。一些特殊的LDO（如ADILT1761 LDO系列）在输出端的噪声电压低至20μVRMS。SMPS几乎无法达到这种低噪声电平。即使采用极低ESR电容，SMPS通常也有1mV输出纹波。

　　线性稳压器反馈环路通常在内部，因此无需外部补偿。一般来说，线性稳压器的控制环路带宽比SMPS更宽，瞬态响应更快。

　　对于输出电压接近输入电压的应用，LDO可能比SMPS更高效。还有超低压差LDO (VLDO)，如ADI LTC1844、LT3020和 LTC3025，其压差为20mV至90mV，电流高达150mA。最小输入电压可低至0.9V。由于LR中没有交流开关损耗，因此LR或LDO的轻负载效率类似于其满负载效率。由于交流开关损耗，SMPS通常具有更低的轻负载效率。在轻负载效率同样重要的电池供电应用中，LDO提供的解决方案比SMPS更好。综上所述，设计人员使用线性稳压器或LDO是因为它们简单、噪声低、成本低、易于使用并提供快速瞬态响应。如果VO接近VIN，LDO可能比SMPS更高效。

　　显然是高效率。在SMPS中，晶体管在开关模式而非线性模式下运行。这意味着，当晶体管导通并传导电流时，电源路径上的压降较小。当晶体管关断并阻止高电压时，电源路径中几乎没有电流。因此，

　　晶体管就像一个理想的开关。晶体管中的功率损耗可减至较小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计人员使用SMPS而不是线性稳压器或LDO的主要原因，特别是在高电流应用中。例如，如今12VIN、3.3VOUT开关模式同步降压电源通常可实现90%以上的效率，而线%。这意味着功率损耗或尺寸至少减小了8倍。常用的开关电源—降压转换器

　　。它有两种操作模式，具体取决于晶体管Q1是开启还是关闭。为了简化讨论，假定电源设备都是理想设备。当开关（晶体管）Q1开启时，开关节点电压VSW = VIN，电感L电流由(VIN – VO)充电。图8(a)显示此电感充电模式下的等效电路。当开关Q1关闭时，电感电流通过续流二极管D1，如图8(b)所示。开关节点电压VSW = 0V，电感L电流由VO负载放电。由于理想电感在稳态下不可能有直流电压，平均输出电压VO可通过以下公式算出：

　　其中TON是开关周期TS内的导通时间间隔。如果TON/TS之比定义为占空比D，则输出电压VO为：

　　电感L和输出电容CO的值足够高时，输出电压VO为只有1mV纹波的直流电压。在这种情况下，对于12V输入降压电源，从概念上讲，27.5%的占空比提供3.3V输出电压。

　　除了上面的平均法，还有一种方式可推导出占空比公式。理想电感在稳态下不可能有直流电压。因此，必须在开关周期内保持电感的伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡需要：

　　公式(5)与公式(3)相同。这个伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓扑，以推导出占空比与VIN和VO的关系式。

　　采用理想组件（导通状态下零压降和零开关损耗）时，理想降压转换器的效率为100%。而实际。