本文主要是关于MOSFET和IGBT的区别，包括它们各自的优缺点和结构差异，如何选择MOSFET或IGBT等。另外，二极管恢复性能是决定MOSFET或IGBT通态开关的首要因素损耗，因此还讨论了二极管恢复对硬开关拓扑的影响。

　　MOS管即MOSFET，中文全称是金属-氧化物半导体场效应晶体管，由于这种场效应管的栅极被绝缘层隔离，所以又叫绝缘栅场效应管。MOSFET又可分为N沟耗尽型和增强型；P沟耗尽型和增强型四大类。

　　IGBT作为新型电子半导体器件，具有输入阻抗高，电压控制功耗低，控制电路简单，耐高压，承受电流大等特性，在各种电子电路中获得极广泛的应用。

　　IGBT可以提供很大的功率、电流和电压，但是频率并不太高。目前的IGBT硬开关速度可以达到100KHZ，已经不错了。但是，相对于MOSFET的工作频率来说还是杯水车薪，MOSFET可以工作到几百KHZ、MHZ，甚至几十MHZ的射频产品。

　　MOSFET 是一个三端（栅极、漏极和源极）全控开关。栅极/控制信号发生在栅极和源极之间，其开关端为漏极和源极。栅极本身由金属制成，使用金属氧化物与源极和漏极分开。这可以减少功耗，并使晶体管成为用作电子开关或共源放大器的绝佳选择。

　　为了正常工作，MOSFET 必须保持正温度系数。这意味着几乎没有热失控的机会。通态损耗较低，因为理论上晶体管的通态电阻没有限制。此外，由于 MOSFET 可以在高频下工作，它们可以执行快速开关应用而关断损耗很小。

　　MOSFET 的种类很多，但最能与 IGBT 相媲美的是功率 MOSFET。它专为处理重要的功率水平而设计。它们仅在“开”或“关”状态下使用，这导致它们成为使用最广泛的低压开关。与 IGBT 相比，功率 MOSFET 在低电压工作时具有换流速度更快和效率更高的优点。

　　更重要的是，它可以维持高阻断电压并保持高电流。这是因为大多数功率 MOSFET 结构都是垂直的（不是平面的）。它的额定电压是N-外延层的掺杂和厚度的直接函数，它的额定电流与沟道的宽度有关（沟道越宽，电流越高）。由于其效率，功率 MOSFET 用于电源、dc/dc 转换器和低压电机。

　　IGBT也是一个三端（栅极、集电极和发射极）全控开关。它的栅极/控制信号发生在栅极和发射极之间，其开关端子是漏极和发射极。它结合了 MOSFET 中的简单栅极驱动特性和双极晶体管的高电流和低饱和电压能力。它通过使用隔离栅场效应晶体管作为控制输入，使用双极功率晶体管作为开关来实现这一点。

　　更重要的是，IGBT专门设计用于快速开启和关闭。事实上，它的脉冲重复频率实际上进入了范围。这种独特的能力是为什么 IGBT 经常与放大器一起使用，以利用脉宽调制和低通滤波器合成复杂波形。它们还用于在粒子和等离子体物理学等领域产生大功率脉冲，并在电动汽车、火车、变速冰箱、空调等现代电器中发挥作用。更多详细信息，请参阅本文“ MOSFET 与 IGBT ”。

　　至于它的应用，根据它的特点：MOSFET用于开关电源（可以看这篇论文《大功率可调开关电源的工作原理》，镇流器，高频感应加热，高频逆变焊接机、通讯电源等高频电源，IGBT专注于焊接、逆变器、逆变器、电镀电源、超音频感应加热等领域。

　　虽然对于选择 IGBT 或 MOSFET 的问题并没有全面的解决方案，但比较 IGBT 和 MOSFET 在具体 SMPS 应用中的性能，仍然可以确定关键参数的范围。

　　除了 IGBT 压降更长之外，IGBT 和功率 MOSFET 的导通特性非常相似。从基本的 IGBT 等效电路（见图 1）可以看出，PNP BJT 集电极基区的少数载流子完全调整所需的时间导致电压拖尾电压的出现。

　　这种延迟会导致准饱和效应，因此集电极/发射极电压不会立即降至其 VCE (sat) 值。当负载电流从封装的并联、反并联二极管切换到 IGBT 的集电极时，这种效应还会导致 ZVS 情况下的 VCE 电压升高。

　　IGBT 数据表中列出的 Eon 能耗是每个转换周期的 Icollector 和 VCE 乘积的时间积分，单位为焦耳，并且包含与等级饱和相关的额外损耗。它进一步分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1 不包括与硬开关二极管损耗相关的功率损耗，而 Eon2 包括与二极管恢复相关的硬开关开通能量，可以通过恢复与二极管封装二极管相同的二极管来测量。

　　通常，Eon2 测试电路如图 2 所示。IGBT 通过使用两个脉冲打开和关闭来测量 Eon。第一个脉冲将增加电感电流以达到所需的测试电流，然后第二个脉冲将测量测试电流在二极管上恢复时的 Eon 损耗。

　　Eon 开关损耗由栅极驱动电压和阻抗以及硬开关导通时整流二极管的恢复特性决定。对于传统的CCM升压PFC电路，升压二极管恢复特性在Eon(on)能耗控制中极为重要。除了选择具有最小 Trr 和 QRR 的升压二极管外，确保二极管具有软恢复特性也很重要。柔软度，即 tb / ta 的比率，对开关器件产生的电噪声和电压尖峰有相当大的影响。

　　一些高速二极管在时间 tb 期间 IRM (REC) 的电流下降率 (di/dt) 很高，从而在电路的寄生电感中产生高电压尖峰。这些电压尖峰会导致电磁干扰 (EMI)，并可能导致二极管上的反向电压过高。

　　在全桥和半桥拓扑等硬开关电路中，采用 IGBT 封装的封装是快速恢复晶体管或 MOSFET 体二极管。当相应的开关导通时，二极管有电流流过，二极管的恢复特性决定了Eon损耗。因此，选择具有快速体二极管恢复特性的 MOSFET 非常重要。不幸的是，MOSFET的寄生二极管或体二极管的恢复特性比目前业界使用的分立二极管要慢。因此，对于硬开关 MOSFET 应用，体二极管通常是决定 SMPS 工作频率的限制因素。

　　通常，选择 IGBT 封装二极管以匹配其应用，具有较低正向传导损耗的较慢超快二极管和较慢的低 VCE (sat) 电机驱动 IGBT 封装。相比之下，软恢复超快二极管可以与高频 SMPS2 开关模式 IGBT 组合进行封装。除了选择合适的二极管外，设计人员还可以通过调整栅极驱动导通源阻抗来控制 Eon 损耗。降低驱动源阻抗将增加 IGBT 或 MOSFET 的开/关并降低 Eon 损耗。Eon 损耗和 EMI 需要妥协，因为更高的 di/dt 会导致电压尖峰，增加辐射和传导 EMI。为了选择正确的栅极驱动阻抗以满足开通 di/dt 要求，可能需要对电路进行内部测试和验证。

　　将平均 GFS 值应用于公式 1 会导致栅极驱动电压 Vdrive = 10V，所需的 di / dt = 600A / μs，FCP11N60 的 VGS (avg) = 6V 和 Ciss = 1200pF 的典型值；栅极驱动阻抗为 37Ω。由于瞬态 GFS 值在图 3 的图表中是一条对角线，因此在 Eon 期间会发生变化，这意味着 di / dt 也会发生变化。指数衰减的栅极驱动电流 Vdrive 和下降的 Ciss 也作为 VGS 的函数进入公式，呈现出令人惊讶的线性电流上升的整体效应。

　　类似地，可以对 IGBT 执行类似的栅极驱动导通电阻计算。VGE (avg) 和 GFS 可以由 IGBT 开关特性确定，并且使用 VGE (avg) 处的 CIES 值代替 Ciss。计算得到的IGBT开通栅极驱动阻抗为100Ω，高于之前的37Ω，说明IGBT GFS越高，CIES越低。这里的关键点是，为了从 MOSFET 切换到 IGBT，必须调整栅极驱动电路。

　　与额定电压为 600V 的器件相比，IGBT 通常比相同芯片尺寸的 600V MOSFET 具有更少的传导损耗。当集电极和漏极电流密度被清楚地检测到并且在最坏的情况下工作结温时，应该进行这种比较。例如，FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET 的 RθJC 值为 1°C/W。图 4 显示了结温为 125°C 时导通损耗与直流电流的关系。 MOSFET 在直流电流大于 2.92A 时更大。

　　然而，图 4 中的直流传导损耗不太适合大多数应用。同时，图 5 显示了 CCM（连续电流模式）、升压 PFC 电路、125°C 结温以及 85V 交流输入电压 Vac 和 400Vdc 直流输出电压工作模式下的传导损耗比较。图中，MOSFET-IGBT的曲线A RMS。对于 PFC 电路，当交流输入电流大于 2.65A RMS 时，MOSFET 的传导损耗更大。2.65A PFC 交流输入电流等于 MOSFET 中通过公式 2 计算的 2.29A RMS。计算 MOSFET 传导损耗 I2R、公式 2 定义的电流以及 125°C 时 MOSFET 的 RDS (on)。将 RDS (on) 考虑到漏极电流的变化，可以进一步细化导通损耗，如图 6 所示。

　　在 MOSFET 传导非常小的占空比的高脉动电流拓扑中，应考虑图 6 所示的特性。如果 FCP11N60 MOSFET 工作在一个漏极电流为 20A 脉冲（即 5.5A RMS）且占空比为 7.5% 的电路中，则有效 RDS (on) 将小于 5.5A（数据表中的测试电流） 0.32 欧姆大 25%。

　　在实际应用中，计算类似 PFC 电路中 IGBT 的导通损耗会更加复杂，因为每个开关周期是在不同的 IC 上执行的。IGBT的VCE(sat)不能用单一阻抗来表示。更简单直接的方法是将其表示为与固定 VFCE 电压串联的电阻器 RFCE，VCE (ICE) = ICE × RFCE + VFCE。然后可以将传导损耗计算为平均集电极电流和 VFCE 的乘积，加上 RMS 集电极电流的平方，再乘以阻抗 RFCE。

　　图 5 中的示例仅考虑了 CCM PFC 电路的传导损耗，对于最差传导情况的设计目标，假设其小于 15W。以FCP11N60 MOSFET为例，该电路限制在5.8A，FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A交流输入电流下工作。它传导 70% 以上的 MOSFET 功率。

　　尽管 IGBT 具有低传导损耗，但大多数 600V IGBT 是 PT（穿通）器件。PT 器件具有 NTC（负温度系数）特性，不能并联。或许，这些器件可以通过匹配器件 VCE (sat)、VGE (TH)（栅极触发阈值电压）和机械封装来实现有限的并联，从而使 IGBT 芯片的温度保持恒定不变。相比之下，MOSFET 具有 PTC（正温度系数），可提供良好的电流分流。

　　在硬开关钳位电感电路中，由于 IGBT 的拖尾电流，MOSFET 的关断损耗比 IGBT 低得多，这与图 1 中 PNP BJT 的少数载流子去除有关。图 7 显示了函数集电极电流 ICE 的 Eoff 和结温 Tj，其曲线在大多数 IGBT 数据表中都有提供。这些曲线基于钳位电感电路，具有相同的测试电压并包含拖曳电流能量损失。

　　图 2显示了用于测量 IGBT Eoff 的典型测试电路。图 2 中的测试电压 VDD 因不同制造商和单个设备的 BVCES 而异。在比较器件时应考虑此测试条件下的 VDD，因为在较低的 VDD 钳位电压下进行测试和操作会导致较低的 Eoff 功耗。

　　降低栅极驱动关断电阻对降低 IGBT Eoff 损耗影响不大。如图 1 所示，当等效多载流子 MOSFET 关断时，IGBT 少数载流子 BJT 中仍有一个存储时间延迟 td (off) I。但是，降低 Eoff 驱动阻抗将降低由于米勒电容 CRES 和 dv/dt 在 VCE 关闭的情况下电流注入栅极驱动环路的风险，防止器件偏置到导通状态，从而导致多个 Eoff-产生开关动作。

　　ZVS 和 ZCS 拓扑降低了 MOSFET 和 IGBT 的关断损耗。然而，ZVS 的好处在 IGBT 中并没有那么大。当集电极电压上升到允许多余存储电荷消散的电位时，会产生拖尾浪涌电流 Eoff。ZCS 拓扑可以提高 IGBT 的最大 Eoff 性能。正确的栅极驱动顺序允许在第二个集电极电流过零之前不清除 IGBT 栅极信号，从而显着降低 IGBT ZCS Eoff。

　　MOSFET 的 Eoff 能耗是其米勒电容 Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗和源电源电路路径中的寄生电感的函数。电路寄生电感 Lx（图 8）产生一个电位，通过限制电流速度下降来增加关断损耗。关机时，电流下降率di/dt，由Lx和VGS(th)决定。如果 Lx = 5nH，VGS (th) = 4V，则最大电流下降率为 VGS (th) / Lx = 800A / μs。

　　MOSFET 和 IGBT 正在迅速取代大部分较旧的固态和机械设备。这一运动看起来也不会很快放缓，尤其是随着碳化硅 (SiC) 材料质量的发展。SiC 功率器件向开发人员展示了损耗更少、尺寸更小和效率更高等优势。此类创新将继续将 MOSFET 和 IGBT 的极限推向更高电压和更高功率的应用。因此，在许多应用中可能会继续进行权衡和重叠。在这种情况下，当面临为 SMPS 应用选择晶体管的任务时，仔细分析器件本身可能是最合乎逻辑的解决方案。

　　在选择电源开关器件时没有全面的解决方案。电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸都在做出最佳选择方面发挥着重要作用。在具有最小 Eon 损耗的 ZVS 和 ZCS 应用中，MOSFET 可以在更高的频率下工作，因为它们具有更快的开关速度和更少的开关损耗。MOSFET 寄生二极管的恢复行为可能是硬开关应用的一个缺点。相比之下，出色的软恢复二极管与更高速的 SMPS 器件兼容，因为 IGBT 封装中的二极管是为特定应用量身定制的。

　　结论： MOSFE和IGBT没有本质区别。人们常问“MOSFET好还是IGBT好”的问题本身就是一个错误。为什么我们有时用MOSFET，有时用IGBT而不用MOSFET？不能简单地描述好坏的一面来区分和确定，需要用辩证的方法来考虑这个问题。

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